功率放大器的性能指标

功率放大器的性能指标（精选8篇）

功率放大器的性能指标 篇1

1、放大器的性能指标（1）静态工作点

放大器的静态工作点是UBE、IB、IC、UCE。

一般只测量UBE、IC、UCE三个参数。

（2）电压放大倍数 放大器的电压放大倍数AV（3）输入电阻（4）输出电阻（5）最大动态范围（6）通频带

2、放大器性能指标的测试方法

以单管共射放大器电路说明。

Vo Vi图2-1单管共射放大器电路

（1）放大器静态工作点的调试与测量 ①静态工作点的调试

放大器静态工作点的调试是指对管子集电极电流IC（或UCE）的调整与测试。

静态工作点是否合适，对放大器的性能和输出波形都有很大影响。如工作点偏高，放大器在加入交流信号以后易产生饱和失真，此时uO的负半周将被削底，如图2－2（a）所示；如工作点偏低则易产生截止失真，即uO的正半周被缩顶（一般截止失真不如饱和失真明显），如图2－2（b）所示。这些情况都不符合不失真放大的要求。所以在选定工作点以后还必须进行动态调试，即在放大器的输入端加入一定的输入电压ui，检查输出电压uO的大小和波形是否满足要求。如不满足，则应调节静态工作点的位置。

（a）

（b）图2-2 静态工作点对uO波形失真的影响

改变电路参数UCC、RC、RB（RB1、RB2）都会引起静态工作点的变化，如图2－3所示。但通常多采用调节偏置电阻RB2的方法来改变静态工作点，如减小RB2，则可使静态工作点提高等。

图2－3 电路参数对静态工作点的影响

最后还要说明的是，上面所说的工作点“偏高”或“偏低”不是绝对的，应该是相对信号的幅度而言，如输入信号幅度很小，即使工作点较高或较低也不一定会出现失真。所以确切地说，产生波形失真是信号幅度与静态工作点设置配合不当所致。如需满足较大信号幅度的要求，静态工作点最好尽量靠近交流负载线的中点。

②静态工作点的测量

测量放大器的静态工作点，应在输入信号ui＝0的情况下进行，即将放大器输入端与地端短接，然后选用量程合适的直流毫安表和直流电压表，分别测量晶体管的集电极电流IC以及各电极对地的电位UB、UC和UE。一般实验中，为了避免断开集电极，所以采用测量电压UE或UC，然后算出IC的方法，例如，只要测出UE，即可用

IE算出IC（也可根据IC＝UC－UE。

UCCUCRCUBUBEIC

RERF1，由UC确定IC），同时也能算出UBE＝UB－UE，UCE为了减小误差，提高测量精度，应选用内阻较高的直流电压表。

2、放大器动态指标测试

放大器动态指标包括电压放大倍数、输入电阻、输出电阻、最大不失真输出电压（动态范围）和通频带等。

1）电压放大倍数AV的测量

调整放大器到合适的静态工作点，然后加入输入电压ui，在输出电压uO不失真的情况下，用交流毫伏表测出ui和uo的有效值Ui和UO，则

AV2）输入电阻Ri的测量

U0 Ui为了测量放大器的输入电阻，按图2－4 电路在被测放大器的输入端与信号源之间串入一已知电阻R，在放大器正常工作的情况下，用交流毫伏表测出US和Ui，则根据输入电阻的定义可得

RiUiUiUiR UIiUSUiRR

图2-4 输入、输出电阻测量电路

测量时应注意下列几点: ①由于电阻R两端没有电路公共接地点，所以测量R两端电压 UR时必须分别测出US和Ui，然后按UR＝US－Ui求出UR值。

②电阻R的值不宜取得过大或过小，以免产生较大的测量误差，通常取R与Ri为同一数量级为好，本实验可取R＝1～2KΩ。

3）输出电阻R0的测量

按图2-4电路，在放大器正常工作条件下，测出输出端不接负载 RL的输出电压UO和接入负载后的输出电压UL，根据

ULRLUO

RORL即可求出

RO(UO1)RL UL

在测试中应注意，必须保持RL接入前后输入信号的大小不变。

4）最大不失真输出电压UOPP的测量（最大动态范围）

如上所述，为了得到最大动态范围，应将静态工作点调在交流负载线的中点。为此在放大器正常工作情况下，逐步增大输入信号的幅度，并同时调节RW（改变静态工作点），用示波器观察uO，当输出波形同时出现削底和缩顶现象（如图2－5）时，说明静态工作点已调在交流负载线的中点。然后反复调整输入信号，使波形输出幅度最大，且无明显失真时，用交流毫伏表测出UO（有效值），则动态范围等于22U0。或用示波器直接读出UOPP来。

图2-5 静态工作点正常，输入信号太大引起的失真

5）放大器幅频特性的测量

①逐点法测量

放大器的幅频特性是指放大器的电压放大倍数AU与输入信号频率f 之间的关系曲线。单管阻容耦合放大电路的幅频特性曲线如图2－6所示，Aum为中频电压放大倍数，通常规定电压放大倍数随频率变化下降到中频放大倍数的1/2倍，即0.707Aum所对应的频率分别称为下限频率fL和上限频率fH，则通频带 fBW＝fH－fL

放大器的幅率特性就是测量不同频率信号时的电压放大倍数AU。为此，可采用前述测AU的方法，每改变一个信号频率，测量其相应的电压放大倍数，测量时应注意取点要恰当，在低频段与高频段应多测几点，在中频段可以少测几点。此外，在改变频率时，要保持输入信号的幅度不变，且输出波形不得失真。

图 2－6 幅频特性曲线

这种方法属于静态测量，测量误差较大。②扫频法测量

功率放大器的性能指标 篇2

功率放大器芯片是移动收发系统中一个非常重要的部件,其性能直接影响到手机的通话质量、信号发射强度、电池续航能力等。射频收发系统对功率放大器的指标需求指功放输出级的性能要求,所以多级功率放大器最后一级的线性度对系统总体的线性度影响很明显。另一方面,随着通信系统的演进,移动终端射频前端需要集成多颗功放芯片实现多通信标准下的使用,功率放大器易发生三阶交调失真(Third Order Intermodulation Distortion,IMD3),对线性度要求更高。因此,功率放大器对射频收发系统的性能有着至关重要的作用。

虽然CMOS工艺一直用于GSM手机功率放大器,同时也用于满足蓝牙和无线局域网(WLAN)的功放要求,也一定程度上用于3G手机功放,但对于4G LTE而言,CMOS工艺的功率放大器是无法达到要求的。主要原因是在性能上有很多缺陷,例如增益低、线性差、击穿电压低、隔离性能差等。此外,4G LTE通信系统相比较于3G对功率放大器的要求包括更线性的放大倍数,更高的峰均功率比,更高的效率。因此,对LTE应用射频功率放大器(Power Amplifier,PA),以具有高频、高效率、低噪声、低耗电等特点的In Ga P/Ga As HBT工艺为目前移动终端射频功率放大器设计采用的主流工艺。

目前广泛应用的3G、4G系统通过IMD3或者邻信道泄漏率(Adjacent channel leakage ratio,ACLR)对功率放大器线性度进行衡量。而有源器件的IMD受偏置条件影响,随偏置电流变化而变化[1]。文献[2]应用Volterra级数展开分析了一个两级功放的IMD3消除机制,最终通过优化每级偏置电阻实现IMD3的削弱。文献[3]应用Volterra级数展开分析了一个三级功放的IMD3消除机制,最终研究了通过设置功放第一级的偏置条件实现总体IMD3的改善。

本文介绍了一个工作在2 300~2 400 MHz频段基于In Ga P/Ga As HBT工艺的两级功率放大电路。分析了一个两级功放的Volterra级数展开式,以及影响IMD3的主要因素,并通过电路方式进一步削减IMD3提高线性度。还应用了温度补偿的有源偏置电路以及一个F类工作模式的输出匹配,使功率放大器在较大的温度范围下,保证高线性度的同时具有高的效率。最终进行了流片,芯片测试结果良好,并对比了没有进一步IMD3削弱的方案。

1两级功放IMD3理论分析

一个两级功放的IMD概念简化框图如图1所示,从该图可以看出输入信号经过功放后输出非线性增加明显。

图1 两级功放的IMD概念简化框图

为了分析图1这个两级功放的非线性机理,对每级功放应用Volterra级数展开,其非线性转移特性表达式可表示为[1]:

其中,Vn,out(t)和Vn,in(t)分别代表功放第n级的输出电压和输入电压;ai,bi和ci分别是各项的Volterra系数,这些系数均为复数即包括了相位信息。

为了研究两级功放的IMD特性,将双音信号输入功放第一级,假设输入信号为:

其中,A是输入信号的电压幅度,ω1和ω2分别是输入信号的频率。通过输入信号各级的基频信号和三阶交调(Third Order Intermodulation,IM3)信号可以推导出来。

假设ω1为工作信号频率,ω2为非工作信号,将式(3)代入式(1)得到关于工作信号ω1的第一级输出的基频信号和三阶交调信号如下:

进一步,将式(4)和式(5)代入式(2),推导得第二级输出的基频信号和IM3信号如下:

上式中的高次项因为都比较小,所以都忽略。如式(7)输出级的IM3电压由两项矢量相加得到,其中第一项是由功放第一级产生,第二项是由第一级输出的基频信号经过功放第二级产生。假设将式(7)的两项分别定义为各级的增益偏差,如果a3/a1和b3/b1都为正,将会产生增益扩展;反之,将产生增益压缩。因此,调整这两项使其相位反向可以非常有效地优化IMD3,最终如图1所示的总体IMD3将会显著改善[2]。所以,本设计的功放第一级将会产生增益扩展,第二级产生增益压缩。

从式(7)中还可以发现两项IM3电压都与a1有关,所以输出级的IM3电压与第一级的偏置条件相关,即输出级的IM3电压随第一级的偏置条件变大而变大[3]。因此,本设计第一级的偏置条件的设置需要考虑IM3。

此外,上述理论推导由于忽略了第一级输出的2ω1、2ω2和(ω1+ω2)等频率信号,在实际应用方面存在偏差。因此,可以进行进一步优化。

2电路设计

2.1偏置电路

由于HBT晶体管基-发射结的整流特性,随着输入的功率信号增大,大的负电流信号和大的正电压信号会被削减,引起基-发射结电压(Vbe)的减小,并导致跨导的减小,最终致使更早的增益压缩和失真[4]。而这可以通过采用有源偏置电路偏置提升技术实现对Vbe补偿[5]。此外,HBT晶体管有很强的热敏感性,器件性能受外部环境温度以及自热效应的影响明显,对其进行温度补偿能提高线性度[6]。

图2 偏置电路

因此,本文采用片上温度补偿偏置电路如图2所示[7]。该偏置电路对功放级进行了线性度补偿和温度补偿,补偿电路分别如图2箭头所指虚线框电路。应用该线性补偿电路可以有效地改善功放线性度实现增益扩张。如图3所示,调整偏置电路电容CL值分别为0、1 p F和5 p F,可以看出基-发射结电压(Vbe)在输入大信号时随CL增加而改善明显,即调整电容CL可以很有效地引起该级功放的增益扩张。

该偏置电路通过调整偏置电路中的偏置电阻Rbias的阻值可以改变偏置条件,从而改变输出级的IM3电压。但是,如图4所示,分别设置Rbias的阻值为0、20Ω和50Ω,可以看出基-发射结电压(Vbe)在输入大信号时随Rbias增加而明显恶化,即增大Rbias的阻值明显引起该级功放的增益压缩。

图3 基-发射结电压随线性补偿电路CL变化图

图4 基-发射结电压随偏置电阻Rbias变化图

对比图3和图4可以发现,分别对电容CL和偏置电阻Rbias进行折中处理,可以在保证增益扩张的同时,尽可能地满足本设计通过偏置条件改善IMD3的要求。

2.2 F类输出匹配网络

功放要达到较高的效率,输出匹配网络的设计非常关键。理论上,F类功率放大器可以获得100%的效率。F类功率放大器的原理是对功放输出级晶体管集电极电压或是电流中的谐波成分进行控制,归整晶体管集电极的电压波形或者电流波形,使得功放工作时电压、电流没有重叠区,从而减少了功放的工作损耗,提高了功放的效率。

本文所设计的输出匹配网络如图5所示。该输出匹配网络的设计将射频扼流电感L3也考虑了在内。其中,由C1和L1构成的串联匹配网络对输出的二次谐波进行滤波;由C2和L2构成的串联匹配网络对输出的三次谐波进行滤波;由C3、C4和L5构成的π型匹配网络对高次谐波进行滤波;C5为隔直电容。负载经由此阻抗变换网络,在集电极看到的电压、电流时域波形仿真图如图6所示,该波形图为输出饱和功率为32 d Bm时所测得。

图5 输出匹配网络

理想的F类输出匹配网络,由于电压的偶次谐波短路,电流的奇次谐波开路,集电极的电压波形为方波,电流波形为正弦波,彼此波形之间没有交叠部分[8]。从图6可以看出,电压、电流波形重叠部分较少;且电压近似方波,电流近似正弦波。因此,该输出匹配网络近似为F类输出匹配网络。

图6 集电极电压、电流时域波形图

2.3级间匹配网络

级间匹配的主要作用是使前一级的功率能够驱动后一级。因此,本文采用最简单的L型级间匹配网络。本文所设计的级间匹配网络如图7所示,该匹配网络的左端口接第一级输出,右端口接第二级输入。其中,电感LC为第一级连接电源的扼流电感,且参与级间匹配;电容Cb不仅参与匹配,还起到隔直流的作用;电容C0和L0构成串联谐振电路,谐振于二次谐波频点,补偿理论推导中忽略的2ω1、2ω2和(ω1+ω2)等频率信号。

3功率放大器的实现

经过面前的原理分析及电路设计,一个工作在2 300~2 400 MHz频段基于In Ga P/Ga As HBT工艺的两级功率放大器原理图如图8所示。其中偏置电路如图2所示;虚线框所示为级间谐波抑制网络,该网络不仅可以优化IMD3,还可以优化F类输出匹配网络二次谐波分量。图8中阴影部分为MMIC部分将经过流片实现。作为对比,本文还设计了没有级间谐波抑制网络及IMD3消除技术的功放。

图8 功率放大器原理图

本文所设计的两级功放最终采用Wavetek In Ga P/Ga As HBT工艺进行了成功流片。如图9为MMIC流片后的芯片照,该芯片大小为630μm×740μm,功放两级的发射极面积大小分别为540μm2和3 200μm2,最终实现功放芯片大小为3 mm×3 mm。如图9,线框部分为功放的级间谐波抑制网络,该网络的电感通过芯片PAD向基板打金线实现;如果没有此电感该芯片可以转换为使用正常L型匹配网络的功放,因此同样的芯片布局可以实现两种方案的对比。

图9 芯片照片

4功率放大器测试结果与分析

功率放大器的工作电压为3.4 V;静态电流分别为19 m A和52 m A,保证功放偏置在AB类。在2.35 GHz频率点,使用安捷伦的信号发生器N5182A和信号分析仪N9030A搭建测试平台,采用连续波(Continuous Wave,CW)信号输入,测得该功率大器性能如图10。从图10可以看出,增益(Gain)为27.5 d B;输出功率(Pout)的1 d B压缩点为30 d Bm,此时功率附加效率(Power Added Efficiency,PAE)达到了42%;最高效率点达到46%;对比传统没有应用IMD3消除技术及级间谐波抑制网络的功放,在1 d B压缩点附近PAE提高将近10%。

图1 0 2.35 GHz处输入CW信号测试增益和PAE结果

同样测试环境下,将输入信号切换为10 MHz LTE调制信号输入,峰均功率比(Peak to Average Power Ratio,PAPR)为6.1 d B,测得该功率大器性能如图11。从图11可以看出,本文相比传统功放设计在信道偏移7.5 MHz,平均输出功率为28 d Bm时,通用地面无线接入邻道泄漏率(UTRAACLR1)分别为-38.4 d Bc和-37.8 d Bc,线性度略好;而功率附加效率分别为38%和32%,效率提高了6%;另外本设计在功率回退时,PAE也有明显的改善。表1所示为同样针对LTE应用,采用In Ga P/Ga As HBT工艺,工作电压为3.4 V的功放性能对比;对比可以看出本设计具有较好的性能优势。

图1 1 2.35 GHz处输入10 MHz LTE调制信号测试线性度UTRAACLR1和PAE结果

表1 功率放大器主要性能对比

5结论

设计了一种结构简单的改善功率放大器的架构,分析了其IMD非线性机制,及进一步改善的方法;然后基于In Ga P/Ga As HBT工艺设计了一个工作电压为3.4 V,应用于LTE的两级功放,芯片大小为3 mm×3 mm。芯片测试结果表明,该功率放大器在2.35 GHz处具有较高的功率附加效率及线性度,相比其他同类型功放也有明显的性能优势。

参考文献

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[3]Jonghun Jung,Cholho Kwak,Jongsoo Lee.Third-order intermodulation reduction in mobile power amplifiers by the first stage bias control[J].Radio engineering,2012,21(2):746-51.

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功率放大器的性能指标 篇3

关键词：RF功率；PECVD；SiN薄膜；性能

中图分类号：O657 文献标识码：A 文章编号：1674-7712 （2012） 18-0006-01

近年来类Si3N4薄膜由于其具有高硬度、耐腐蚀和高温抗氧化性等特点引起了科学界的极大兴趣，被广泛应用于制造轴承、汽轮机叶片、机械密封环已经永久性磨具等机械构件之中。Si3N4薄膜的常用制备方法有物理气相淀积（PVD）法，化学气相淀积（CVD）法和离子束增强淀积（IBED）法。与PVD和IBED相比，CVD法具有很多优点，包括成膜速率快、薄膜纯度高、残余应力小、致密性好等特点。因此在Si3N4薄膜的制备过程中我们更倾向于CVD法。本文尝试利用RF-PECVD方法制备Si3N4薄膜，并研究了射频输入功率对Si3N4薄膜的表面形貌、硬度和弹性模量等性能的影响。

一、实验

（一）样品制备。实验中采用的设备为CC1，射频源、真空室、放电系统、真空泵和流量控制系统是构成CC1的主要部分。工艺配方如表1所示，

既不冷却衬底，也不对其加热，是Si3N4薄膜沉积的一大特色。在Si3N4薄膜沉积过程中，我们设定的主要参数如下：真空室的工作压强为20Pa，沉积时间为95s，在其他参数不变的情况下，改变射频源分别为320（40%）、360（45%）、400（50%）、440（55%）、480（60%）W制备1组样品。

（二）样品测试。薄膜的厚度主要使用椭偏仪来测量；薄膜的表面形貌和粗糙度主要使用Nano ScopeⅢa型原子力显微镜（AFM）来测量；薄膜的Raman光谱分析主要依赖于JY2HR800型的Raman光谱仪（激光波长为532nm，能量为5mW，光谱测量范围为1000～2000cm-1，步长为2cm-1），通过分析仪对所制备的Si3N4进行波长和能量的分析；薄膜的结构和组分主要通过X射线光电子能谱来测定；薄膜的硬度和杨氏模量依赖于纳米压痕仪来测量。

二、结果与讨论

（一）LF功率同Si3N4薄膜的沉积速率的关系。薄膜的沉积速率随功率的增大而增大。两电极间的自偏压随着输入功率的变化而变化，实验显示，当输入功率从320W增加到480W时，两电极间的自偏压从150V几乎线性地增加到了320V。随着自偏压增大，等离子体的能量会不断增加，从而使得反应气体的离化程度不断提高，最终提高薄膜的沉积速率、加速了薄膜的形成。另外，随着离子能量的增加，薄膜表面的速度会跟着增大，使得离子对薄膜表面的轰击频率不断增大，从而达到了对表面刻蚀的效果，有利于降低薄膜的表面粗糙度，使薄膜很好地粘着在衬底上。总的来说，所制备的Si3N4薄膜的表面非常光滑。

（二）LF功率同Si3N4薄膜的均匀性关系。薄膜的均匀性是指薄膜内部各个部分的厚度差，薄膜由于其厚度本来就很小，因此厚度均匀性的管控一直是个难点。Si3N4薄膜以往的MOCVD法对其厚度的均匀性管控效果较差。但是PECVD由于其特殊的成膜工艺，使得其在制成薄膜的均匀性上取得了较大的突破。

从上图表可以明确看出，随着LF功率的增加，片内均匀性逐渐减少，其主要原因如下：在低功率下，反应气体电离度低，等离子体中存在直径在十到几十纳米的微粒参与了薄膜的生长，而在高功率下，电离度提高，等离子体中的较大微粒减少甚至消失，薄膜表面片内的均匀性变少。

（三）LF功率同Si3N4薄膜的腐蚀速率关系。薄膜的腐蚀速率是指薄膜在外界环境的影响下，在其他作用物质的作用下，使其表面发生了化学反应，薄膜由于其表面的稀薄，因此很容易受到外界环境的影响，发生腐蚀效应。PECVD法制备的Si3N4薄膜能够有效的降低腐蚀速率。

三、结语

本文中采用射频等离子体增强化学气相沉积的方法制备了Si3N4薄膜，并研究了射频源的输入功率对Si3N4薄膜性能的影响。结果显示：虽然Si3N4薄膜制备功率不一样，但其表面的光滑性和致密性没有差异。除此之外，薄膜表面的粗糙度随功率的增大而减小；薄膜的沉积速率也随功率的增大呈上升趋势；薄膜的腐蚀速率随功率的增大而减少；薄膜的均匀性也随着LF功率的增加而减小。

參考文献：

[1]解占壹.PECVD低功率沉积氮化硅薄膜研究[J].电子测量技术，2012，5.

[2]崔万国.射频功率对PECVD制备类金刚石薄膜光学性能的影响[J].光谱实验室，2010，3.

功率放大器的性能指标 篇4

通过大量的室内试验,对车辙试验中的动稳定度DS、相对变形(δ车辙)及APA试验中的相对变形(δAPA)等不同沥青混合料高温稳定性能的`评价指标进行了对比分析.研究发现:δAPA与δ车辙相比,高温中绝对变形相比:对粗型级配混合料而言,两个指标的平行性较差,对细型级配而言,平行性较理想,此时两者可换算.δ车辙与DS相比:用相对变形或动稳定度来评价混合料的高温稳定性都是可以的,但就两者与空隙率相关性角度来说,动稳定度评价指标要比车辙深度要更好些.

作 者：邱颖峰 许志鸿 QIU Ying-feng XU Zhi-hong 作者单位：邱颖峰,QIU Ying-feng(上海市市政规划设计研究院)

许志鸿,XU Zhi-hong(同济大学道路与交通教育部重点实验室)

功率放大器的性能指标 篇5

这项测试用来确定防火墙在接收和发送数据包而没有丢失情况下的最大数据传输速率，是测试防火墙在正常工作时的数据传输处理能力，是其它指标的基础，它反映的是防火墙的数据包转发能力。因为数据流中一帧的丢失会导致由于高层协议等待超时而产生重大延迟，所以知道防火墙实际的最大数据传输速率是非常有用的。同时该项指标还能用于判断防火墙设备在超过自身负载的情况下稳定性问题。

更高的吞吐量使得防火墙更能适用于网络核心层对流量要求很高的网络环境，使防火墙不会成为网络的性能瓶颈，不会影响正常的业务通讯。

2、延迟测试

延时是指从测试数据帧的最后一个比特进入被测设备端口开始至测试数据包的第一个比特从被测设备另一端口离开的时间间隔。

延迟指标对于一些对实时敏感的应用，如网络电话、视频会议、数据库复制等应用影响很大，因此好的延时指标对于评价防火墙的性能表现非常重要，

所有帧长的延迟测试在50%和100%吞吐率下进行，横向比较的是存储转发的延迟结果。单机转发延迟（一条规则，2个GE口，双向2Gbps流量，分别在50%和100%吞吐率下测试）。

3、丢包率测试

丢包率测试用来确定防火墙在不同传输速率下丢失数据包的百分数，目的在于测试防火墙在超负载情况下的性能。

对于金融、证券、电子商务等涉及在线交易的行业，对数据传输的丢包率要求非常苛刻，即便系统结构内部存在纠错、校对机制，但大量的丢包率会导致频繁的roll-back动作，耽误重要交易的及时进行， 影响交易人对系统的信心以至于导致客户的流失。因此丢包率指标对于银行系统网络至关重要。

对于64~1518 byte的帧长，分别采用40%、70%、100%线速进行测试。单机丢包率（一条规则，2个GE口，双向2Gbps流量，分别在40%，70%和100%线速下的丢包率）。

4、并发连接测试

功率放大器的性能指标 篇6

基于粘弹性损伤模型的沥青混合料高温性能评价指标研究

在常用的各种力学模型中,修正Burgers模型是目前公认相对准确而又简单的`模型,然而该模型只对静态荷载下混合料蠕变特性适用,且不能将延迟粘弹性变形与粘性流动变形区分出来,以此进行车辙预估必然导致预估车辙偏大.将修正Burgers模型看成是由三单元范德普(Van Der Pod)模型与修正的外置粘壶组成,就能将永久应变与弹性应变区分开来,更加合理.考虑耦合损伤的修正Burgers模型能反映混合料高温变形的三阶段,且当卸载时间为加载时间的10倍左右时,残余粘弹性变形占不到10%,可以略去不计.推导间歇加载半正矢波下混合料的本构模型,用origin7.5软件进行拟合,相关度0.99以上.最后提出基于耦合损伤力学模型的混合料高温性能评价新指标蠕变度和平均车辙深度.

作 者：向晋源 朱湘 XIANG Jin-yuan ZHU Xiang 作者单位：东南大学,交通学院,江苏,南京,210096刊 名：黑龙江工程学院学报(自然科学版)英文刊名：JOURNAL OF HEILONGJIANG INSTITUTE OF TECHNOLOGY年，卷(期)：23(2)分类号：U414关键词：修正 Burgers模型 耦合损伤 半正矢波 拟合 蠕变度 平均车辙深度

功率放大器的性能指标 篇7

为实现资源的优化配置,发展大容量、远距离输电,中国特高压互联电网初步形成[1,2,3,4]。在特高压电网建设初期,特高压联络线功率波动控制非常重要, 其功率偏差过大会影响特高压互联电网的安全稳定运行,安全成为 特高压互 联电网运 行的主要 矛盾[5,6,7,8]。为了抑制特高压联络线功率大幅波动,文献[9]提出了用T标准来控制特高压联络线功率波动,并采用T标准对控制区控制特高压联络线功率的性能进行评价。T标准对特高压联络线功率波动的控制起到了较好的作用。但是,T标准在减小特高压联络线功率偏差的同时,在某些情况下会加大互联电网系统的频率偏差,单独采用T标准进行考核与评价时,系统频率质量较差。

为了保证特高压互联电网系统频率质量的同时,还要控制特高压联络线功率偏差,文献[9]提出了各控制区一部分采用控制性能标准( CPS)[10,11,12,13,14,15,16,17], 一部分采用T标准,这其实是CPS与T标准的并联实施方式。而对这种方式分析与仿真[18,19]结果表明: 采用CPS与T标准的并联实施方式并不能完全解决问题,在某些情况下控制区之间会出现功率调节方向的矛盾,降低控制效率,甚至威胁电网安全。 因此,有必要对其进行分析与研究。

本文结合CPS与T标准两者的优点,根据特高压互联电网的不同运行状态和电网所面临的主要矛盾,提出了CPS与T标准的串联实施方式,实时切换控制性能评价标准来解决特高压互联电网当前所面临的主要矛盾,并设计了4种控制方式来兼顾特高压联络线功率偏差和系统频率偏差。

1T标准及其实施所存在的问题

1.1T标准

如图1所示,区域i与区域r为特高压联络线互联的两个区域电网,定义特高压联络线功率由区域i输送到区域r为正,ΔPT为特高压联络线功率偏差。

设Ki为区域i的静态频率响应系数; Kr为区域r的静态频率响应系数; KΣ为特高压互联电网总的静态频率响应系数,KΣ= Ki+ Kr;分别为区域i与区域r的区域控制偏差。则特高压联络线功率偏差为:

T1标准[9]要求区域i在任一时间段内满足:

式中: avg( ·) 表示取平均;在1 min的平均值; ΔPT-1-min为 ΔPT在1 min的平均值; Lp为特高压联络线功率的控制精度。

计算区域i的T1指标的一致性因子为:

区域i的T1指标的计算公式为:

将式( 1) 进行分解可得:

对式( 5) 进行推导可知: ΔPT由特高压互联的两个区域电网共同决定,当特高压联络线功率偏差ΔPT= 0; 当时,ΔPT> 0; 反之,则 ΔPT< 0。

为了便于分析,本文采用水箱模型来剖析T1标准的机理。图2中,圆柱体水箱分别代表区域电网i和区域电网r,水箱之间由水管连通,水流的方向表示特高压联络线功率偏差的正负( 设区域i到区域r为正) ,水面的高度表示EACE/ K的大小,在图2所示的情况下,ΔPT> 0,区域i与区域r都采用T标准时,为了使 ΔPT以最快的速度恢复到零,追求区域控制偏差与 ΔPT反号,两区域都将进行区域控制偏差的调节,其调节方向如图2所示,在图2所示的调节方式下,代表区域i与区域r的两个水箱的水面高度能以最快的速度相等。所以,T1标准的本质就是: 区域i与区域r调节自身的区域控制偏差,使迅速相等,从而使 ΔPT= 0。

T2标准[9]与CPS2标准[10]相同,要求区域i在10 min内的区域控制偏差平均值的绝对值控制在规定的范围L10之内。L10的取值和CPS2标准中的取值一样。

1.2T标准单独实施所存在的问题

按照第1. 1节提到的T1标准的要求,在图1所示的两区域互联电网中,对下面4种情况下采用T标准时区域i的调节进行分析。

第1种情况: 当区域i出现功率波动使得区域i的区域控制偏差小于零,区域r的区域控制偏差等于零时,特高压联络线功率偏差 ΔPT将小于零。根据T1标准的要求,区域i会增加机组出力,使得特高压联络线功率偏差 ΔPT得到恢复,同时,这也有利于特高压互联电网系统频率的恢复。

第2种情况: 当区域i出现功率波动使得区域i的区域控制偏差大于零,区域r的区域控制偏差等于零时,这种情况与第1种情况类似。

第3种情况: 当区域r出现功率波动使得区域r的区域控制偏差小于零,区域i的区域控制偏差等于零时,特高压联络线功率偏差 ΔPT将大于零。这时,若为了迅速恢复特高压联络线功率偏差 ΔPT,追求区域控制偏差与 ΔPT反号,区域i将会减少出力将本区域的区域控制偏差向区域r的区域控制偏差的方向调节,当时,特高压联络线功率偏差 ΔPT将会等于零。但是,当区域i的区域控制偏差调节速度与容量大于区域r时,特高压互联电网的系统频率偏差将会进一步加大,这不利于特高压互联电网系统频率的恢复。

第4种情况: 当区域r出现功率波动使得区域r的区域控制偏差大于零,区域i的区域控制偏差等于零时,这种情况与第3种情况类似。

对上述4种情况的分析可知,在第3种与第4种情况下,T标准在快速恢复特高压联络线功率偏差的同时,在某些情况下会加大互联电网系统的频率偏差,这正是T标准单独实施所存在问题。

1.3CPS与T标准并联实施所存在的问题

针对上述T标准单独实施所存在的问题,为了兼顾特高压联络线功率偏差与系统频率偏差,文献[9]提出电网的各控制区一部分采用CPS,一部分采用T标准,这其实是以并联的方式使用两套标准。所谓CPS与T标准的并联实施方式是指: 特高压电网运行中,在同一时段内,既有采用CPS的控制区,也有采用T标准的控制区。但本文分析表明,CPS与T标准的并联实施方式并不能解决这个问题,达不到预期的效果。

图3所示特高压两区域互联电网中,区域i的子控制区a采用CPS,子控制区b采用T标准,区域r采用T标准。这种标准的实施方式在不同的控制区同时采用了CPS和T标准进行考核与评价,是CPS与T标准并联实施的一种情况,下面对这种并联实施方式进行分析。

当特高压电网运行时,会出现下面的情况。图3中,当区域r出现负荷增大使得区域i的区域控制偏差等于零,特高压联络线功率越限,且互联电网系统频率降低时,在T标准下,区域r会增加机组出力来减小特高压联络线功率偏差。若子控制区b为了快速恢复特高压联络线功率偏差,追求自身区域控制偏差与 ΔPT反号,则会减少出力使区域i与区域r的区域控制偏差的符号相同。而子控制区a采用CPS,为了快速恢复系统频率偏差,追求自身区域控制偏差与 Δf反号,则会增加机组出力。 这时区域i的子控制区a与子控制区b的功率调节方向相矛盾,将会导致特高压联络线功率偏差长时间不能恢复,不利于系统频率的恢复。

经过上述分析可知,在CPS与T标准并联实施方式下,CPS与T标准下的控制区之间的功率调节方向可能相矛盾,这不仅不利于特高压联络线功率越限与系统频率偏差的快速恢复,甚至有可能威胁电网安全。因此,并联实施方式达不到预期的效果。

综上所述,现有的联络线功率控制性能评价标准的实施方式都不太适用于特高压互联电网。

本文结合现有实施方式各自的优点,提出了CPS与T标准的串联实施方式。

2CPS与T标准串联实施方式

所谓CPS与T标准串联实施方式是指: 在同一时段内,所有控制区只采用CPS与T标准其中之一来进行评价,根据特高压电网所面临的主要矛盾不同,实时切换CPS与T标准。

2.1串联实施方式的设计思想

CPS以系统频率偏差为控制目标,鼓励各控制区为恢复系统频率提供支援,重点保证互联电网系统频率的安全与优质。

T标准以特高压联络线功率偏差为控制目标, 鼓励各控制区为恢复特高压联络线功率偏差提供支援,重点保证特高压联络线功率偏差的快速恢复。

所以,CPS与T标准的控制目标不一样,CPS关注系统频率偏差,而T标准关注特高压联络线功率偏差,并联实施时控制区之间出现功率调节方向的矛盾在所难免。

特高压电网运行中,解决不同主要矛盾所采用的控制性能评价标准应该不同。所以,本文提出CPS与T标准的串联实施方式,根据电网各状态的主要矛盾来选择控制性能评价标准,并采用相应的控制方式兼顾特高压联络线功率偏差与系统频率偏差。

在采用CPS与T标准串联实施方式时,当所有区域采用CPS时,各控制区的频率响应系数按照CPS下的原则来进行设定。当所有区域切换到T标准时,各控制区的频率响应系数按照T标准下的原则来进行设定。

2.2串联实施方式下的4种控制方式

为了兼顾特高压联络线功率偏差与系统频率偏差这两项功能,在串联实施方式下,本文采用下面4种控制方式来实现。

1) CPS控制方式: 即所有控制区都采用CPS,追求区域控制偏差与频差反号,快速恢复系统频率偏差。

2) T控制方式: 即所有控制区都采用T标准,追求区域控制偏差与联络线功率偏差反号。

3) 联络线主控方式: 所谓联络线主控方式,即所有控制区都采用T标准,以特高压联络线功率偏差为主要控制目标,但恢复特高压联络线功率偏差的同时不会加大系统频率偏差。

图1中,当区域i出现功率波动使得特高压联络线功率越限时,区域r的区域控制偏差等于零。 此时,在联络线主控方式下,区域i全力调节,即所有可调机组都参与调节,而区域r为了快速恢复特高压联络线功率偏差可适当调节,即一半可调机组参与调节,在区域i与区域r的共同调节下快速恢复特高压联络线功率偏差。由于区域i与区域r的功率调节容量不一样,系统频率偏差不会进一步加大。所以,在联络线主控方式下,对特高压联络线功率偏差造成责任大的控制区应该全力调节,而责任小的或者没有责任的控制区应该适当调节。

4) 频率主控方式: 所谓频率主控方式,即所有控制区都采用CPS,以系统频率偏差为主要控制目标,但恢复系统频率偏差的同时不会加大特高压联络线功率偏差。

图1中,当区域i出现功率波动使得系统频率偏差越限时,区域r的区域控制偏差等于零。此时, 在频率主控方式下,区域i应该全力调节,即所有可调机组都参与调节,而区域r为了快速恢复系统频率可适当调节,即一半可调机组参与调节,在区域i与区域r的共同调节下快速恢复系统频率偏差。由于区域i与区域r的功率调节容量不一样,特高压联络线功率偏差不会进一步加大。所以,在频率主控方式下,对频率偏差造成责任大的控制区应该全力调节,而责任小或者没有责任的控制区应该适当调节。

2.3串联实施方式的具体方法

在CPS与T标准的串联实施方式下,依据抓主要矛盾的思想,在特高压电网的4种典型运行状态下,实时切换控制性能评价标准与控制方式,兼顾特高压联络线功率偏差与系统频率偏差。

1) 特高压联络线功率没有越限状态( 称为A状态) : 此状态下,系统频率质量为主要矛盾。采用的控制方式为CPS控制方式。

2) 特高压联络线功率越限、频率正常状态 ( 称为B状态) : 此状态下,特高压联络线功率越限为主要矛盾,采用的控制方式为T控制方式。

3) 特高压联络线功率越限、频率预警状态 ( 称为C状态) : 此状态下,特高压联络线功率越限为主要矛盾。由于当系统频率处于预警状态时,若采用T控制方式,频率有可能进入紧急状态,所以本文采用联络线主控方式。

4) 特高压联络线功率越限、频率紧急状态 ( 称为D状态) 。此状态下,系统频率偏差为主要矛盾。 因为联络线功率已经越限,若此时仍采用CPS控制方式,联络线功率越限有可能进一步加大,所以本文采用频率主控方式。

在CPS与T标准串联实施方式下,根据上述特高压电网的4种运行状态,当系统所处运行状态发生变化时,需要进行控制方式的切换。若切换控制方式时不需要进行标准的切换,此时按原来的标准对所有的控制区进行评价; 若切换控制方式时需要进行标准的切换时,从切换时刻开始放弃该时段原有标准的考核,从下一时段开始采用切换后控制方式所对应的标准进行考核。

例如,当特高压互联电网从运行A状态进入运行D状态时,控制方式从CPS控制方式切换到频率主控方式,此时两种控制方式都采用CPS进行评价,不需要进行标准的切换。当特高压电网从运行A状态进入运行B状态时,控制方式从CPS控制方式切换到T控制方式,控制性能评价标准从CPS切换至T标准,从切换时刻开始自动放弃CPS的考核,从下一时段开始采用T标准进行考核。

综上所述,在串联实施方式下,当系统频率偏差为主要矛盾时,特高压电网采用CPS进行评价。当特高压联络线功率越限为主要矛盾时,特高压电网采用T标准进行评价。在特高压联络线功率越限、 频率预警或紧急状态,需要兼顾系统频率偏差与特高压联络线功率偏差,本文分别采用联络线主控方式和频率主控方式来达到这个目的。

根据上述的4种特高压互联电网的运行状态, 实时切换控制性能评价标准与控制方式。下面将这4种特高压电网运行状态所采用的控制性能评价标准和控制方式总结于表1中。其中,ΔPT表示特高压联络线功率没有越限; ΔT和 ΔPT表示特高压联络线功率越限; Δf表示系统频率处于正常状态;表示系统频率处于预警表示系统频率处于紧急状态。

3MATLAB仿真及仿真结果分析

3.1串联实施方式与并联实施方式的仿真

串联实施方式: 图4中,在t < 1 200 s时段内,特高压电网处于联络线功率没有越限状态,采用CPS对区域i与区域r进行评价。在t = 1 200 s时, 区域i出现一个大的正方向的负荷波动,而区域r出现一个大的负方向的负荷波动,使得特高压电网进入联 络线功率 越限、频率正常 状态 ( | Δf| < 0. 09 Hz) 。此时区域i与区域r都从CPS切换到T标准。在t = 1 437 s时,特高压联络线功率偏差恢复至允许范围内,区域i与区域r又切换回CPS。采用串联实施方式时,整个过程的特高压联络线功率偏差变化曲线如图4中蓝色曲线所示。

并联实施方式: 在上述相同的负荷波动情况下, 特高压电网采用CPS与T标准的并联实施方式时, 在t = 1 750 s时,特高压联络线功率偏差才恢复至允许范围内。采用并联实施方式时,整个过程的特高压联络线功率偏差变化曲线如图4中红色曲线所示。

从上述分析可知,并联实施方式下特高压联络线功率偏差的恢复时间比串联实施方式下慢了313 s。这是因为并联实施方式下控制区之间会出现功率调节方向的矛盾,达不到T标准所预期的效果。而串联实施方式下不会出现功率调节方向的矛盾,特高压联络线功率偏差能快速恢复。

3.2联络线功率越限、频率预警状态仿真

采用CPS与T标准的串联实施方式时,当系统处于联络线功率越限、频率预警状态时,本文采用联络线主控方式来兼顾特高压联络线功率偏差与系统频率偏差,为了体现出该状态下联络线主控方式的优点,将其与T控制方式进行对比仿真。

图3中,当区域i在10 s时出现一个正方向的阶跃负荷波动,使特高压电网进入联络线功率越限、 频率预警状态( 0. 09 Hz≤| Δf| < 0. 19 Hz) 。

在这一状态下,两区域均采用T控制方式时, 区域r为快速恢复特高压联络线功率偏差而提供支援,当区域r的调节速度与容量大于区域i时,系统频率偏差变化曲线和特高压联络线功率偏差变化曲线分别如图5和图6中蓝线所示。

当两区域均采用联络线主控方式时,区域i与区域r都进行特高压联络线功率偏差的恢复调节。 区域i全力调节,而区域r采用适当容量进行调节 ( 比如,可让二分之一的可调机组参与调节) ,并时刻关注系统频率变化,确保系统频率偏差不再进一步加大至紧急状态。两区域均采用联络线主控方式时,系统频率偏差变化曲线和特高压联络线功率偏差变化曲线分别如图5和图6中红线所示。

从图6可以看出,特高压联络线功率偏差的恢复时间在T控制方式下比在联络线主控方式下要短。但是从图5可以看出,在采用T控制方式时, t = 41 s时系统频 率进入紧 急状态 ( | Δf | ≥ 0. 19 Hz) ,在t = 64 s时最大频率偏差达到| Δf | = 0. 24 Hz。造成这种结果的原因是: 在T控制方式下, 区域r为了快速恢复特高压联络线功率偏差而减发功率,而且其调节速度与容量大于区域i,导致系统频率进一步下降。

两区域均采用联络线主控方式时,虽然特高压联络线功率偏差的恢复时间变长了,但是由图5可以看出,系统频率偏差没有进一步加大( 0 < | Δf | ≤ 0. 14 Hz) 。这种控制方式的好处在于解决特高压联络线功率越限的同时,不再加大系统频率偏差使其进入紧急状态。

因此,在联络线功率越限、频率预警状态下,T控制方式不可取,联络线主控方式更合适。

3.3联络线功率越限、频率紧急状态仿真

采用CPS与T标准的串联实施方式时,当系统处于联络线功率越限、频率紧急状态时,本文采用频率主控方式来兼顾特高压联络线功率偏差与系统频率偏差,为了体现出该状态下频率主控方式的优点, 将其与CPS控制方式进行对比仿真。

图3中,当区域i在10 s时出现一个正方向的阶跃负荷波动,使特高压电网进入联络线功率越限、 频率紧急状态( | Δf| ≥0. 19 Hz) 。

在这一状态下,两区域采用CPS控制方式时, 区域i与区域r都进行调节来快速恢复系统频率偏差,当区域r的调节速度与容量大于区域i时,互联电网的系统频率偏差变化曲线和特高压联络线功率偏差变化曲线分别如图7和图8中蓝线所示。

两区域均采用频率主控方式时,区域i与区域r都进行调节来恢复系统频率偏差,区域i全力调节, 而区域r采用适当容量进行调节( 比如,可让二分之一的可调机组参与调节) ,并时刻关注特高压联络线功率波动,使其越限不再进一步加大。两区域采用频率主控方式时,系统频率偏差变化曲线和特高压联络线功率偏差变化曲线分别如图7和图8中红线所示。

从图7可以看出,系统频率偏差的恢复时间在CPS控制方式下比在频率主控方式下要短。但是从图8可以看出,采用频率主控方式时,特高压联络线功率偏差| ΔPT|max< 0. 35。而采用CPS控制方式时,t = 40 s时特高压联络线功率偏差进一步加大到| ΔPT|max< 0. 4。造成这种结果的原因是: 在CPS控制方式下,区域r为了快速恢复系统频率偏差而增发功率,而且其调节速度与容量大于区域i,导致特高压联络线功率越限进一步加大。

因此,在联络线功率越限、频率紧急状态下, CPS控制方式不可取,频率主控方式更合适。

4结语

在分析T标准实施所存在的问题上,本文提出了CPS与T标准的串联实施方式。根据特高压电网的不同运行状态和当前电网所面临的主要矛盾, 实时切换控制性能评价标准来解决主要矛盾,并采用相应的控制方式来兼顾特高压联络线功率偏差与系统频率偏差。

功率放大器的性能指标 篇8

【关键词】柴油机性能指标 柴油机型号 润滑油 燃油 扭距 功率 转速

柴油机在农田作业中的作用越来越大，在我县使用家用柴油机和拖拉机进行农田作业的农户已经越来越多，农民已经完全摆脱了日益繁重的农业生产劳动而走进了农业机械化时代。对于广大农机用户来说，要想使用好柴油机，使之更好地服务于农业生产就一定要充分了解柴油机的主要性能指标及其柴油机的型号编制，以便在购买和使用过程中能及时辨别，适时维修。

一、农用柴油机主要性能指标

柴油机的主要性能指标包含的内容很多，但柴油机使用性能的好坏，主要用于动力性指标和经济性指标来衡量。

1.柴油机动力性指标主要指扭距、功率和转速。（1）扭距。柴油机飞轮上，对外输出的旋转力矩叫有益扭矩，简称扭矩。它是燃油在气缸内燃烧产生的热能使气体膨胀所产生的，除了克服机器内部各零部件的摩擦阻力和驱动各辅助装置（比如油泵、发电机等等）之外，最后传到飞轮上可以供柴油机对外使用的能量。在实际工作中，柴油机飞轮输出的扭矩与外界作用到飞轮上的阻力矩（外界负荷）相等。（2）功率。柴油机在单位时间内对外所作的功，叫做有效功率，简称功率。有效功率是发动机最主要的性能指标之一。它表明了一台发动机在单位时间内对外作功能力的大小和使用范围。按照国家标准（简称国标）规定的功率值，称之为标定功率。国际规定，发动机的标定功率，按照用途和使用特点分为以下五种：一是15分钟功率。为发动机允许连续运转15分钟时的最大有效功率，适用于需要在短时间内有良好超负荷和加速性能的汽车、摩托车使用的发动机；二是1小时功率。为发动机允许连续运转1小时时的最大有效功率，适用于需要有一定功率储备，以克服负荷突然增加的轮式拖拉机、船舶用发动机等等；三是12小时功率。为发动机允许连续运转12小时时的最大有效功率，适用于为需要在12小时内连续运转又需要充分发挥功率的拖拉机、农用排灌机械及工程机械用发动机等等；四是持续功率。为发动机允许长期连续运转的最大有效功率，适用于需要长期连续运转的农用排灌机械、船舶、电站用发动机等等；五是专业标准功率。根据本行业机的特点和要求而规定的其他种类的标定功率。（3）转速。转速是指发动机曲轴或飞轮每分钟旋转的圈数，单位为转/分。在缸径、行程等有关参数相同的条件下，转数越高，作功次数越多，发出的功率也越大。在柴油机的使用中，应当使转速达到标定转速，否则，柴油机发出的功率就达不到标定值。

2.柴油机经济性指标主要指燃油和润滑油的消耗率。（1）燃油消耗率。在1小时内发动机所消耗的燃油量（对于柴油机来说即为消耗的柴油量），称为小时耗油量，计量单位是千克/小时。由于发动机功率不同，每种型号的发动机，其小时耗油量也就不同。所以，不能用小时耗油量作为不同发动机经济性能评定和比较的参数，而要用燃油率来表示。柴油机发出每单位有效功率，在1小时内所消耗的柴油量，称为有效燃油消耗率，单位是克/（千瓦·时）[克/（马力·时）]。即每发出1千瓦（马力）的功率，在1小时内所消耗的油量（克）越低，则柴油机的经济性能越好。耗油率和小时耗油量有如下关系：耗油率=小时耗油量/（功率×1000）[克/（千瓦·时）或克/（马力·时）。柴油机通常在使用说明书中，标明12小时功率时的耗油率。（2）润滑油消耗率。润滑油消耗率也是评价柴油机经济性能的一个重要指标，其计算方法与燃油消耗率相同，也是[克/（千瓦·时）或克/（马力·时）。润滑油消耗率高时，不仅浪费能源，而且也会对柴油机工作产生不良影响。

还需要注意：非常动力性指标和经济性指标，虽然是评价一台柴油机的主要性能指标，但衡量柴油机的性能时，还要考虑其可靠性（指在规定条件下和规定时间内，实现规定功能的能力）和有效性。有效性包括无故障性（指在一定时期内，不出故障的性能）、维修性（指适用进行技术维护和修理来预防和消除障碍的性能）、保持性（指在一定的储运期后，保持规功能的性能）和耐久性（指使用期限和技术寿命）。另外，还要考虑启动难易程度及成本等等。

二、柴油机型号编制规则

柴油机发电机组是以柴油机作动力，驱动同步交流发电机而发电的电源设备。为了便于生产管理和使用，国家对柴油机发电机组的名称和型号编制方法做了统一规定，柴油发电机组的型号，为了便于柴油机发动机的生产、管理和使用，国家标准（GB725——1991）“内燃机产品名称和型号编制规则”规定，发动机型号的编制应当能够反映它的主要结构及其性能。国家标准规定的发动机型号的表示方法、排列顺序及其各符号所代表的意义是各不相同的。举例如下：（1）165F型柴油机—表示单缸、四行程、缸径65毫米、风冷、通用型；（2）R175A型柴油机—表示单缸、四行程、缸径75毫米、风冷、通用型（R为175产品换代符号，A为系列产品改进的区分符号）；R175ND —表示单缸，四冲程，缸径 75mm ，凝气冷却，发电用 （R 含义同上 ）；X4105 —表示四缸，四冲程，缸径 105mm ，水冷 （ 这里取 X 表示系列代号 ） ；495T —表示四缸，四冲程，缸径 95mm ，水冷，拖拉机用。（3）S195型柴油机—表示单缸、四行程、缸径95毫米、风冷、通用型，S表示采用双轴平衡系统；（4）185N型柴油机—表示单缸、四行程、缸径85毫米、凝气风冷、通用型。

符号前面的字母有时会有标明该柴油机的结构特点首部第3部分为地方、企业代号，如S（双轴平衡）、X（新）、K（扩缸）、Z（直接喷射）；L（辽宁）、SC（陕柴）、CC（重柴）、K（开封）、GC（甘柴）、SD（山东）等等。